Documente online.
Username / Parola inexistente
  Zona de administrare documente. Fisierele tale  
Am uitat parola x Creaza cont nou
  Home Exploreaza













CIRCUITE DE IMPULSURI

tehnica mecanica











ALTE DOCUMENTE

indicatori de pozitie
Redresoare
Tehnologii Electrice Speciale - Proiect -
INCERCAREA LA INDOIRE A TABLELOR
AMPLIFICATOR DIGITAL FM RADIO/KARAOKE MANUALUL UTILIZATORULUI
LUCRUL LA INALTIME
DIRECTIVA ECHIPAMENTULUI SUB PRESIUNE EC 97/23
CARACTERISTICILE PRINCIPALE ALE CALDARILOR NAVALE
MODELAREA NUMERICA A FENOMENELOR IN DISPOZITIVE DE C.A. CU APLICATIE LA TRANSFORMATOARELE ELECTRICE
PEGASUS F2 T - CAZANE DIN FONTA CU RANDAMENT INALT CU FUNCTIONARE PE GAZE NATURALE


CIRCUITE DE IMPULSURI

9.1. PROCESUL TRANZITORIU INTR-UN CIRCUIT DE ORDINUL INTĀI

In studiul multor circuite de impulsuri avem de-a face cu un proces tranzitoriu descris de o ecuatie diferentiala de ordinul intāi:

t + x(t) = z(t), (9.1)

unde: x(t) este functia de timp cautata (tensiune sau curent);

t - constanta de timp a circuitului;

z(t) - tensiunea (curentul) sursei exterioare sau o functie cunoscuta, avānd ca variabila aceasta tensiune (curent).

Prin astfel de ecuatii se descriu procesele tranzitorii in circuite care contin alaturi de rezistente si surse exterioare un element reactiv, capacitate sau inductanta.
Solutia generala x(t) a ecuatiei (9.1) poate fi reprezentata sub forma:
x(t) = x1(t) + x2(t), (9.2)
unde: x1(t) este o solutie particulara a ecuatiei (9.1);
x2(t) - solutia generala a ecuatiei omogene:

t + x(t) = 0.

Rezulta:

x2(t) = A exp, (9.3)

iar

x(t) = x1(t) + A exp. (9.4)

Caracterul solutiei particulare x1(t) depinde de partea dreapta a ecuatiei (9.1), adica de caracterul actiunilor externe.
Consideram cazul cānd sursele care actioneaza in circuit la t
³ 0 sunt surse de tensiune continua (sau de curent continuu) si, prin urmare:
z(t) = z0 = constant.
O solutie particulara x1(t) va fi in acest caz o constanta, caci la x1(t) = x1 = z0 ecuatia (9.1) devine o identitate. Daca in relatia (9.4) se face t =
, rezulta:
x(
) = x1, (9.5)
adica x1 este egal cu valoarea functiei cautate (tensiune, curent) in regim stationar.
Luānd in considerare relatia (9.5), solutia (9.4) devine:

x(t) = x( ) + A exp. (9.6)

Pentru t = 0, rezulta:

x(0) = x( ) + A ;

A = x(0) - x( ). (9.7)

Din (9.6) si (9.7) rezulta:
x(t) = x(
) + [x(0) - x( )] exp . (9.8)

9.2. CIRCUITELE RC SI RL

Circuitele RC si RL folosesc in mod nemijlocit in majoritatea circuitelor de impulsuri la formarea impulsurilor.

9.2.1. Raspunsul unui circuit RC (sau RL) la semnal treapta

Conectarea unui circuit RC (fig. 9.1) la o sursa vI(t) = V = const., echiv 646e42g aleaza cu un semnal treapta la intrare. Considerānd conditiile initiale nule, tensiunile vR(t) si vC(t) variaza dupa o lege exponentiala (fig. 9.2):

vR(t) = V exp, (9.9)

vC(t) = V . (9.10)

Fig. 9.1. Circuit RC Fig. 9.2. Raspunsul circuitului RC la un semnal treapta

t = RC este constanta de timp a circuitului.

Analog, la aplicarea la intrarea unui circuit RL (fig. 9.3) a unui semnal treapta, se obtine:

VL(t) = V exp, (9.11)

VR(t) = V . (9.12)

unde t.

Fig. 9.3. Circuit RL

9.2.2. CIRCUITUL RC DE SEPARARE

    Circuitul reprezentat in figura 9.4. nu permite trecerea componentei continue a tensiunii si de aceea se numeste circuit de separare.

Fig. 9.4. Circuitul RC de separare

    Un circuit de separare ideal nu trebuie sa permita trecerea componentei continue, in timp ce componenta alternativa a tensiunii de iesire, vo(t) trebuie sa fie exact egala cu componenta alternativa a tensiunii de intrare, vi(t). Componenta alternativa a tensiunii la bornele capacitatii trebuie sa fie in acest caz egala cu zero, adica vC(t) = VI. Acest lucru va avea loc daca in cursul unei perioade nu se va observa o incarcare sau descarcare insemnata a capacitatii. Pentru aceasta este necesar sa se aleaga o constanta de timp a circuitului de separare RC mult mai mare decāt durata incarcarii sau descarcarii capacitatii. Neindeplinirea acestei conditii duce la aparitia unei componente alternative observabile a tensiunii la bornele capacitatii, iar tensiunea vo(t) este in acest caz distorsionata fata de vi(t). In cazul trecerii unei tensiunii de forma dreptunghiulara prin circuitul de separare se vor constata distorsiuni sub forma caderii palierului impulsurilor (fig. 9.5).
    Distorsiunile introduse de circuitul de separare sunt evaluate cantitativ prin marimea
g :

    g. (9.13)

    Pentru obtinerea unei caderi relative a palierului g , mai mica decāt 1% este necesar sa se aleaga o constanta de timp a circuitului de separare, t , cel putin de o suta de ori mai mare decāt durata impulsului.

Fig. 9.5. Raspunsul circuitului RC de separare la o unda dreptunghiulara

9.2.3. CIRCUITE DE INGUSTARE A IMPULSURILOR (DE DIFERENTIERE SAU DE DERIVARE)

Una dintre principalele utilizari ale circuitului RC o constituie ingustarea (sau cum se spune adesea, diferentierea impulsurilor) (fig. 9.6). La intrarea unui astfel de circuit, cu constanta de timp t << ti, se aplica un impuls dreptunghiular. Conform paragrafului 9.2.1., daca tensiunea de iesire este vO(t) = vR(t), ea are forma unor impulsuri ascutite si de polaritate alternativa (fig. 9.6.), care sunt declansate de fronturile impulsului de la intrare. Amplitudinea acestor impulsuri este egala cu marimea V a frontului de tensiune de la intrare, iar durata este de aproximativ 3t = 3RC. Trebuie remarcat ca forma impulsurilor de la iesirea circuitului de diferentiere ca in figura 9.6, b se obtine doar in conditii ideale si anume: o durata infinit mica a fronturilor de intrare, o rezistenta nula a generatorului tensiunii de intrare si lipsa capacitatilor parazite, cea a generatorului si cea a circuitului de sarcina. Rolul circuitului de diferentiere a impulsurilor poate fi indeplinit nu numai de un circuit RC, ci si de un circuit RL, daca se intra pe inductanta si este indeplinita conditia t << ti.

                                                                                    a                                                                      b

Fig. 9.6. Circuit RC de diferentiere a) schema electrica;

b) diferentierea impulsurilor dreptunghiulare

Dupa cum am remarcat mai inainte, circuitul RC (sau RL) de ingustare a impulsurilor este numit circuit de diferentiere. Aceasta se datoreste faptului ca in cea mai mare parte a duratei cāt vI(t) este constanta, tensiunea de iesire este egala cu zero. In general, este numit circuit de diferentiere (derivare) acel circuit sau dispozitiv care este destinat realizarii operatiei de derivare matematica a impulsurilor, adica a obtinerii unei tensiuni de iesire proportionale cu derivata tensiunii de intrare:

VO(t) = t. (9.14)

cu t = RC sau t.

Se demonstreaza ca circuitul real de diferentiere se apropie mai mult de circuitul ideal de diferentiere cu cāt t este mai mic, ceea ce insa duce la micsorarea amplitudinii de iesire si la introducerea unor parametrii paraziti.

9.2.4. CIRCUITE DE LATIRE A IMPULSURILOR (DE INTEGRARE)

Circuitul RC sau RL poate fi utilizat la latirea impulsurilor adica la obtinerea unor impulsuri de durata to >> ti. Latirea impulsurilor are loc pe seama faptului ca energia cāmpului electric al condensatorului acumulata pe durata aplicarii impulsului la intrare (sau energia cāmpului electric al bobinei) se disipa in cursul unui timp indelungat ca rezultat al descarcarii condensatorului (sau bobinei). Circuitul este prezentat in figura 9.7, iar tensiunile de intrare si de iesire sunt prezentate in figura 9.8.

                                                                                a                                                                        b

Fig. 9.7. Circuit RC de integrare Fig. 9.8. Integrarea impulsurilor dreptunghiulare

In general, se numeste circuit de integrare acel circuit (sau dispozitiv) care este destinat operatiei de integrare matematica, adica obtinerii unei tensiuni de iesire vo(t) proportionala cu integrala celei de intrare:

vO(t) = . (9.15)

Circuitul real de integrare se apropie mai mult de un circuit ideal de integrare cu cāt t este mai mare, ceea ce duce insa la micsorarea amplitudinii de iesire.
Circuitele de integrare se folosesc pentru formarea tensiunilor liniar variabile, pentru selectia impulsurilor dupa durata etc.

9.3. COMUTATOARE ELECTRONICE

9.3.1. GENERALITATI

Cele mai importante elemente ale circuitelor de formare, de transformare si de comanda a impulsurilor (fig. 9.9) sunt comutatoarele electronice.

Fig. 9.9. Comutatorul electronic ca bloc functional

    In regim stationar, un comutator se afla intr-una din cele doua stari posibile, inchis sau deschis, in functie de valoarea semnalului de comanda aplicat. Atunci cānd comutatorul este inchis (conectat), semnalul trece de la intrare spre iesire, iar cānd acesta este deschis (deconectat), semnalul de la intrare nu trece spre iesire.
    Principalele cerinte impuse comutatoarelor sunt:

·         o rezistenta interna mica in stare conectata si cāt mai mare in stare deconectata (pentru comutatorul ideal rezistenta interna este zero in stare inchisa si infinita in stare deschisa);

·         o viteza de comutare mare;

·         o mare stabilitate a nivelelor semnalului de comanda la care are loc comutarea.

9.3.2. COMUTATOARE CU DIODA

    Pentru realizarea comutatoarelor cu dioda se pot folosi atāt diode semiconductoare, cāt si diode cu vid.

    a) Comutator cu dioda si rezistenta

    In figura 9.10. se da schema unui comutator elementar cu dioda si rezistenta, comandat prin trepte de tensiune de valoare VIm.




Functionarea circuitului este simpla. Astfel, cānd vI = VI1 < VA, dioda D este polarizata direct, deci se gaseste in conductie, vO = vD + vI = vD + VI1 = V01. Daca vI = VI2 > VA, dioda D este blocata astfel ca vO = V02 » VA.

In figura 9.11. este prezentat un comutator comandat prin impulsuri.

    In aceasta schema, in locul lui VA este aplicata o tensiune sub forma de impulsuri v(t). Impulsul de iesire are loc la coincidenta in timp a impulsurilor vI(t) si v(t).

    b) Comutator cu diode si rezistente cu mai multe intrari

    O schema tipica de comutator cu diode si rezistente cu mai multe intrari (N) se da in figura 9.12.

Fig. 9.12. Comutator cu diode si rezistente cu mai multe intrari

    Daca la toate intrarile se aplica potentiale inalte VI2 (fig. 9.10, b) v0 = V02 » VA (potential inalt), iar daca la cel putin una din intrari se aplica potentialul scazut VI1 (fig. 9.10, b) v0 = V01 (potential scazut), deoarece diodele pe care s-au aplicat potentialele scazute sunt in conductie, determinānd un potential scazut si la iesire, celelalte diode fiind in acest caz blocate.

    9.3.3. Comutator cu tranzistor cu emitor comun (EC)

    Schemele de principiu ale comutatoarelor cu tranzistoare bipolare in conexiune EC sunt prezentate in figura 9.13.
    In schemele de comutatoare EC, tranzistoarele functioneaza in doua regimuri stationare: regimul de taiere (blocare) si regimul de conductie (regim normal sau de saturatie). In continuare ne vom ocupa de cazurile tipice de comutatoare EC cu tranzistoare npn la care regimurile stationare sunt cel de blocare si cel de saturatie.

a                                                                                b

Fig. 9.13. Comutatoare EC cu tranzistoare bipolare

a) pnp; b) npn

Sa consideram urmatorul caz tipic: vI(t) = 0 (borna de intrare conectata la masa). In aceasta situatie curentul de baza iB va avea sens contrar celui conventional, adica iB < 0. Tensiunea vBE va fi mai mica sau egala cu zero, iar vCB de asemenea va fi mai mica decāt zero. In aceste conditii cele doua jonctiuni ale tranzistorului vor fi polarizate invers ceea ce determina blocarea tranzistorului. In acest caz, intreaga tensiune +VCC cade pe tranzistor (curentul de colector este foarte mic), astfel incāt vO(t) = vCE » +VCC.

Consideram acum aplicarea la intrarea comutatorului a unei tensiuni vI(t) suficient de mare pentru a obtine o polarizare directa a ambelor jonctiuni ale tranzistorului (vBE > 0, vBC > 0). Valorile tipice ale tensiunilor pe jonctiuni in regim de saturatie sunt VBE,sat = 0,3 V, VCE,sat = 0,1 V pentru tranzistoarele cu Ge si VBE,sat = 0,7 V si VCE,sat = 0,3 V pentru tranzistoarele cu Si. Tensiunea de iesire va fi: vo(t) = VCE,sat.

Conform figurii 9.13, b, avem:

RCiC = VCC -vCE. (9.16)

In caz de saturatie, VCE,sat << VCC, deci

RCICS » VCC, (9.17)

Se obtine:

ICS, iar IES = ICS. (9.18)

Pentru curentul de baza de saturatie rezulta:

IBS. (9.19)

In practica, criteriul de saturatie vBE > 0, vBC > 0 nu este comod deoarece presupune o determinare prealabila a acestor marimi. In locul acestuia se foloseste criteriul de saturatie cu ajutorul curentilor:

IE ³ IES, IB ³ IBS. (9.20)

Semnul egal din expresiile (9.20) corespunde limitei de saturatie, iar depasirea curentului de intrare fata de valoarea limita de saturatie caracterizeaza gradul de saturatie:

SE; SB. (9.21)

Coeficientul S se numeste factor de supracomanda.
La frecvente joase de comutatie, tranzistorul poate fi socotit un element de comutatie aproape ideal. Pe masura ce se mareste frecventa de comutatie, proprietatile tranzistorului se inrautatesc, obtināndu-se la iesire impulsuri de durata mai mare decāt cele de intrare.

9.4. CIRCUITE BASCULANTE BISTABILE

9.4.1. GENERALITATI

    Prin circuit basculant bistabil se intelege orice circuit care are doua stari stabile distincte, tranzitiile dintr-o stare stabila in alta avānd loc rapid prin procese de basculare amorsate cu ajutorul unor semnale de comanda aplicate din exterior.
    In marea lor majoritate circuitele basculante bistabile sunt realizate sub forma de circuite integrate. In continuare ne vom ocupa de circuitele basculante bistabile realizate cu tranzistoare.

9.4.2. CIRCUITE BASCULANTE BISTABILE REALIZATE CU TRANZISTOARE

    Circuitele basculante bistabile (bistabilii) realizate cu tranzistoare constau dintr-un amplificator format din doua etaje inchise intr-o bucla de reactie pozitiva. In figura 9.14. sunt prezentate cāteva scheme tipice de circuite basculante bistabile.

Fig. 9.14. Circuit bistabil: a) cu polarizare exterioara si cuplaj RC; b) cu polarizare automata si cuplaj RC; c) fara polarizare si cu cuplaj RC; d) fara polarizare si cu cuplaj direct.

Teoretic, cele doua etaje cuplate sunt identice (T1 ŗ T2, RC1 = = RC2, R1 = R3, R2 = R4, C1 = C2).

Ne vom referi in continuare, la circuitul din figura 9.14, a. In acest circuit este, in principiu, o stare de echilibru electric in care ambele tranzistoare T1 si T2 sunt deschise (in regiunea activa), curentii ic1, ic2 sunt egali si toate tensiunile sunt constante. Aceasta stare este insa instabila. Orice variatie a curentilor si tensiunilor duce la un proces in avalansa de crestere a curentului unuia dintre tranzistoare si de scadere a curentului celuilalt. De pilda, cresterea curentului de colector, ic1 conduce la micsorarea tensiunii de colector vc1, care la rāndul sau, conduce la micsorarea tensiunii vb2, deci la scaderea curentului ib2. Acest lucru provoaca scaderea lui ic2 si cresterea tensiunilor vc2, vb1 si, in consecinta cresterea lui ib1 si ic1. Acest proces in avalansa de variatie a curentilor si tensiunilor va dura pāna cānd actiunea reactiei pozitive va inceta. Acest lucru este posibil la blocarea unuia dintre tranzistoare (in exemplul nostru T2) sau la saturarea celuilalt (T1). In ambele cazuri in circuit se stabileste o stare de echilibru stabil.
Circuitul poate fi realizat astfel incāt in starea stationara de echilibru unul dintre tranzistoare sa fie blocat, iar celalalt saturat. In acest fel, circuitul bistabil va avea doua stari stabile de echilibru: intr-una T1 este saturat si T2 blocat, iar in cealalta invers, T1 este blocat si T2 saturat.
Trecerea circuitului bistabil dintr-o stare stabila in cealalta (bascularea sau comutarea) are loc datorita actiunii unei marimi (tensiune sau curent) de comanda exterioare. Aceasta marime poate fi introdusa, de exemplu, in circuitul bazei unuia dintre tranzistoare. Daca, de exemplu, tensiunea de comanda se introduce in circuitul de baza al tranzistorului blocat T2, de indata ce aceasta tensiune atinge nivelul la care T2 se deschide, apare un curent de colector ic2, curentul ib1 scade, tranzistorul T1 trece din saturatie in conductie in regiunea activa, se restabileste prin urmare bucla de reactie pozitiva si procesul cumulativ in avalansa, de variatie a curentilor si tensiunilor, care conduce la basculare, adica T1 se blocheaza si T2 se satureaza.
Ca rezultat al bascularii, in colectoarele tranzistoarelor se creeaza trepte pozitive si negative de curent si de tensiune, care pot fi utilizate pentru comanda altor circuite de comutare.
Daca R1 = R3 = R, iar RC1 = RC2 = RC se demonstreaza ca amplitudinea Vm a treptei de tensiune de iesire, egala cu variatia tensiunii de colector a tranzistorului rezultata in urma bascularii, este:

Vm. (9.22)

In figura 9.15 este prezentata caracteristica de transfer a unui circuit basculant bistabil si forma tensiunii de iesire pentru o tensiune de intrare de forma data.

Fig. 9.15. Caracteristica de transfer a unui circuit basculant bistabil si forma tensiunii de iesire pentru o tensiune de intrare
de forma data

Analizānd figura 9.15, se constata ca dependenta tensiunii de iesire (tensiunea de colector) sau a curentului de iesire de semnalul de comanda (de intrare) are aspectul unei caracteristici cu histerezis. De aceea, indata ce tensiunea (sau curentul) de comanda atinge nivelul de prag, circuitul basculeaza in cealalta stare stabila.

9.4.3. COMANDA CIRCUITELOR BASCULANTE BISTABILE REALIZATE CU TRANZISTOARE

Trecerea circuitului basculant dintr-o stare in alta se face, de obicei, cu ajutorul impulsurilor de comanda. Circuitul de comanda trebuie sa satisfaca urmatoarele conditii:

·         influenta acestuia asupra circuitului bistabil trebuie sa fie minima;

·         circuitul bistabil nu trebuie sa produca o reactie inversa asupra impulsurilor de comanda;

·         viteza de crestere a tensiunii pe bazele tranzistoarelor circuitului bistabil in procesul de comanda trebuie sa fie suficient de mare pentru a asigura o fixare neta a momentului de basculare si, pentru a accelera acest proces, circuitul de comanda trebuie sa excluda posibilitatea unei basculari false.

Dupa locul in schema circuitului basculant unde este aplicat impulsul de comanda, se disting scheme de comanda pe baze sau pe colectori.

Impulsurile de comanda pot fi de polaritate pozitiva sau negativa. La tranzistoarele npn bascularea circuitului bistabil are loc atāt la aplicarea unui impuls pozitiv pe baza tranzistorului blocat sau pe colectorul tranzistorului in conductie, cāt si la aplicarea unui impuls negativ pe baza tranzistorului in conductie sau pe colectorul tranzistorului blocat. Pentru tranzistorul pnp bascularea are loc atāt la aplicarea unui impuls negativ pe baza tranzistorului blocat sau pe colectorul tranzistorului in conductie, cāt si la aplicarea unui impuls pozitiv pe baza tranzistorului in conductie sau pe colectorul tranzistorului blocat.

Prin urmare, comanda unui circuit bistabil se poate face blocānd tranzistorul saturat sau deschizānd tranzistorul blocat. La comanda printr-un impuls de deschidere, in timpul actiunii impulsului trece un curent mare prin circuitul de comanda, iar la comanda printr-un impuls de blocare, in timpul actiunii impulsului rezistenta de intrare a tranzistorului pe baza caruia soseste acest impuls creste ceea ce duce la scaderea curentului prin circuitul de comanda. Intrucāt in ultimul caz, sursa de impulsuri de comanda este mai putin incarcata, se prefera utilizarea schemelor de comanda prin impulsuri de blocare.

Amplitudinea si durata impulsurilor de comanda trebuie sa fie suficiente pentru a bascula circuitul bistabil dintr-o stare in alta. In cazul aplicarii impulsurilor de comanda pe bazele tranzistoarelor, amplitudinea cestora necesara bascularii este mai mica decāt in cazul aplicarii pe colectori, in schimb, puterea sursei impulsurilor de comanda este mai mare, datorita valorii mici a rezistentei bazei tranzistorului. Durata impulsului de comanda trebuie sa fie mai mare decāt timpul de basculare pentru ca tensiunea de reactie sa aiba timp sa creasca suficient, incāt sa existe posibilitatea bascularii dupa terminarea impulsului de comanda.

Pentru comanda circuitelor basculante se folosesc impulsuri relativ inguste, cāt si trepte de tensiune. In cazul comenzii cu trepte de tensiune, introducerea in schema de comanda a unui circuit RC sau LC de ingustare a impulsurilor de comanda este obligatorie.

Datorita impulsurilor de polaritate diferita ce apar in urma diferentierii impulsurilor de comanda, apare pericolul unei duble comenzi pentru un singur impuls de intrare. Conectarea unor diode de separare evita acest pericol.

In figurile 9.16 a si b sunt prezentate doua scheme de comanda separata pe baza care, pentru ingustarea impulsurilor de comanda folosesc fie circuite RC, fie transformatoare de impulsuri.

a b

Fig. 9.16. Circuit de comanda separata pe baze cu:

a) circuite RC; b) cu transformatoare

In intervalul de timp dintre doua impulsuri de intrare, diodele de separare D1 si D2 sunt blocate cu ajutorul sursei de tensiune VD. Prin aceasta se mareste stabilitatea la perturbatii a circuitului bistabil si se realizeaza mai usor saturarea tranzistorului deschis, deoarece diodele de separare sunt blocate. Tensiunea VD trebuie sa fie mai mare de 0,5 V pentru tranzistoare cu Ge si de 0,8 V pentru tranzistoare cu Si. Alegerea unei valori prea mari a acestei tensiuni duce la micsorarea sensibilitatii circuitului bistabil.

Un bistabil poate fi comandat si printr-o comanda comuna pe baze sau pe colectoare. In figura 9.17 este prezentata o schema de comanda comuna pe bazele celor doua tranzistoare. In acest caz, dioda din baza tranzistorului saturat este deschisa, iar cea din baza tranzistorului blocat este blocata. Impulsul negativ de comanda trece prin condensatorul CD1 (sau CD2) si prin dioda deschisa spre baza tranzistorului saturat provocāndu-i blocarea si deci bascularea circuitului bistabil.

 

 

 

Fig. 9.17. Circuit de comanda comuna pe baze

9.5. CIRCUITE BASCULANTE MONOSTABILE

9.5.1. GENERALITATI

    Circuitul monostabil este circuitul de impulsuri care produce un impuls la iesirea sa ca raspuns la un semnal de comanda aplicat la intrare. Semnalul (impulsul) de comanda actioneaza pe fronturi si provoaca trecerea prin salt a circuitului monostabil din starea sa stabila intr-o stare cvasistabila. Durata starii cvasistabile, care determina durata impulsului generat de monostabil, depinde de parametrii schemei acestuia si, in primul rānd, de circuitul de temporizare format dintr-un rezistor si un condensator.
    Cerintele principale impuse unui monostabil sunt stabilitatea starii sale stationare si stabilitatea impulsului format.
    Un circuit monostabil poate fi realizat cu componente discrete (tranzistoare, diode, rezistoare, condensatoare) sau cu circuite integrate.
    Un circuit monostabil poate fi facut sa functioneze si in regim de redeclansare (retriggerable monostable), cānd procesul cvasistationar poate fi reinceput chiar in timpul desfasurarii ciclului de temporizare. De asemenea, un circuit monostabil poate fi prevazut cu intrari de inhibare a semnalelor de declansare sau poate fi adus in starea sa stabila in timpul desfasurarii ciclului cvasistationar (resetable monostable).

        9.5.2. Circuit monostabil cu cuplaj colector-baza

    In figura 9.18 este prezentata schema tipica a circuitului monostabil cu cuplaj colector-baza, in care cuplajul de la tranzistorul T1 la tranzistorul T2 se face prin circuitul RC, iar cuplajul de la T2 la T1 se face potentiometric (ca la un circuit bistabil).

Fig. 9.18. Circuit monostabil cu cuplaj colector-baza

    Diagramele de timp din figura 9.19 ilustreaza principiul de functionare al schemei.
    In stare de repaus tranzistorul T1 este blocat, iar tranzistorul T2 este deschis si saturat. Circuitul se gaseste in aceasta stare pāna cānd un impuls de comanda, vi, provoaca printr-un proces tranzitoriu in avalansa, trecerea sa in stare cvasistabila, in care T1 se deschide, iar T2 se blocheaza. Circuitul ramāne in aceasta stare atāta timp cāt tensiunea pe baza tranzistorului T2 (care se modifica datorita procesului de incarcare a condensatorului C, adica de crestere a tensiunii vc) nu atinge pragul de deschidere, V
g . La atingerea acestui prag, tranzistorul T2 se deschide, dupa care, datorita procesului tranzitoriu de avalansa, circuitul revine la starea sa initiala (T1 blocat, T2 saturat).
    Metodele si circuitele de comanda ale circuitului monostabil sunt analoge cu metodele si circuitele de comanda separata ale circuitului bistabil. In figura 9.18 comanda se face cu impulsuri de polaritate negativa aplicate pe colectorul tranzistorului T1 printr-o dioda separatoare.
    Durata aproximativa a impulsului se determina cu relatia:

    TM = RC× ln2 = 0,69RC. (9.23)

    NOTA. Relatia (9.23) este valabila daca ICB0×R << VCC.

9.5.3. CIRCUIT MONOSTABIL CU CUPLAJ IN EMITOR

Schema tipica a unui monostabil cu cuplaj in emitor este prezentata in figura 9.20.

 

Fig. 9.20. Circuit monostabil cu cuplaj in emitor

In acest circuit colectorul tranzistorului T1 este conectat de baza tranzistorului T2 prin grupul RC (de temporizare). In stare initiala tranzistorul T1 este blocat, iar T2 conduce la saturatie. La aplicarea unui impuls de comanda (de exemplu, un salt pozitiv pe baza tranzistorului T1 sau un salt negativ pe baza tranzistorului T2) se stabileste bucla de reactie pozitiva care provoaca un proces tranzitoriu in avalansa in urma caruia tranzistorul T2 se blocheaza, iar T1 se deschide. Circuitul ramāne in aceasta stare cvasistationara atāta timp cāt tensiunea pe baza tranzistorului T2 (care se modifica datorita procesului de incarcare a condensatorului C) nu atinge pragul de deschidere a acestuia. La atingerea acestui prag, tranzistorul T2 se deschide, dupa care, datorita procesului tranzitoriu de avalansa, circuitul revine in starea sa initiala (T1 blocat, T2 saturat).

9.6. CIRCUITE BASCULANTE ASTABILE

9.6.1. GENERALITATI

    Circuitul astabil este circuitul de impulsuri care are doua stari cvasistabile si care trece dintr-o stare in alta fara comanda exterioara. Durata si frecventa de repetitie a impulsurilor generate de circuitul astabil depind de parametrii acestuia.
    Circuitele astabile se mai numesc si multivibratoare. Se utilizeaza ca generatoare pilot pentru diverse dispozitive electronice. Cerinta principala impusa acestor generatoare este stabilitatea ridicata a frecventei oscilatiilor proprii. Variatiile tensiunii de alimentare, ale temperaturii etc. determina o stabilitate nu prea ridicata, de aceea, atunci cānd se cere o stabilitate mare a frecventei oscilatiilor se utilizeaza circuite astabile care functioneaza cu dispozitive cu cuart.
    Un circuit astabil poate functiona si in regim de sincronizare declansata sau comandata. In primul caz, la fiecare impuls de declansare circuitul astabil porneste cu faza fixa a oscilatiilor. In al doilea caz, circuitul astabil genereaza impulsuri atāta timp cāt la intrarea sa se afla un semnal cu un anumit nivel logic (1 logic sau 0 logic).
    Un circuit astabil poate fi realizat cu componente discrete (tranzistoare, diode, rezistoare, condensatoare) sau cu circuite integrate.

    9.6.2. Circuit astabil cu cuplaje colector-baza

    Schema tipica a unui circuit astabil cu cuplaje colector-baza este prezentata in figura 9.21.

Circuitul are doua stari stationare: T1 blocat, T2 saturat si invers. Prezenta buclei de reactie pozitiva provoaca trecerea in avalansa dintr-o stare in cealalta. In figura 9.22 sunt prezentate formele de unda ale semnalelor circuitului astabil cu cuplaje colector-baza.


























Fig. 9.22. Formele de unda ale circuitului astabil din fig. 9.21.

Se considera ca inainte de t = t0, tranzistorul T2 conduce la saturatie, iar T1 este blocat. Condensatorul C1 se incarca prin R1 si T2, iar tensiunea pe el tinde spre tensiunea +VCC. In momentul t = t0, vb1 atinge tensiunea de conductie Vg1 si tranzistorul T1 incepe sa conduca, trecānd, dupa basculare, in saturatie. Tensiunea vc1 scade brusc, iar aceasta scadere se transmite pe baza lui T2 blocāndu-l. Tensiunea pe colectorul acestuia creste brusc, iar aceasta crestere se transmite pe baza lui T1 dānd nastere unui vārf de tensiune. In momentul t = T2, tensiunea vb2 atinge potentialul de conductie Vg2 si tranzistorul T2 intra in stare de conductie, se produce bascularea in urma careia T1 se blocheaza si T2 intra in saturatie. Dupa t = T2, tensiunea vb1 creste exponential cu constanta de timp R1C1, tinzānd spre +VCC. Duratele aproximative ale celor doua stari cvasistationare se determina cu relatiile:

T1 = R1C1 ln2 = 0,69 R1C1, (9.24)

T2 = R2C2 ln2 = 0,69 R2C2, (9.25)

iar perioada impulsurilor cu relatia:

TA = T1 + T2 = 0,69 (R1C1 + R2C2). (9.26)

Daca R1 = R2 = R si C1 = C2 = C, avem:

T1 = T2 = 0,69 RC, (9.27)

TA = 1,38 RC. (9.28)

Frecventa de oscilatie poate fi aleasa cu ajutorul elementelor RC de la cātiva Hz la cātiva MHz. Daca se cere o reglare fixa a frecventei, rezistoarele R1 si R2 se vor conecta la o tensiune continua reglabila, VP si nu la VCC. In acest caz durata aproximativa a perioadei impulsurilor in cazul schemei simetrice este:

TA = 2RC ln . (9.29)

NOTA. Relatiile (9.24)ø (9.26) sunt valabile daca ICBO1×R << VCC, ICBO2×R << VCC, iar relatiile (9.27)ø (9.29) sunt valabile daca ICBO×R << VCC.

9.6.3. CIRCUIT ASTABIL CU CUPLAJ PRIN EMITOR

Schema unui asemenea circuit este prezentata in figura 9.23.

Fig. 9.23. Circuit astabil cu cuplaj prin emitor

    Se presupune ca starea initiala a circuitului este aceea in care tranzistorul T1 este saturat, iar T2 blocat. Condensatorul C se incarca prin RC1, T1 si RE2. Odata cu incarcarea condensatorului scade curentul prin RE2, ceea ce determina scaderea tensiunii pe aceasta. In momentul cānd se atinge tensiunea de conductie Vg2, tranzistorul T2 incepe sa conduca, iar datorita reactiei pozitive tranzistorul T1 se blocheaza.
    In faza urmatoare condensatorul C se incarca prin RC2, T2 si RE1, iar in momentul cānd se atinge tensiunea V
g1, tranzistorul T1 trece in conductie, iar T2, datorita reactiei pozitive, trece in blocare.
    Pentru acest circuit avem urmatoarele relatii aproximative:

T1, (9.30)

T2, (9.31)

TA. (9.32)

9.7. CIRCUITE TRIGGER SCHMITT

9.7.1. GENERALITATI

Un trigger Schmitt are schema functionala prezentata in figura 9.24.


 
 

Fig. 9.24. Schema functionala a triggerului Schmitt

    Cuplajul intre iesirea amplificatorului A1 si intrarea amplificatorului A2 se face prin rezistoarele R1 si R2, iar cuplajul intre iesirea amplificatorului A2 si intrarea amplificatorului A1 se realizeaza prin rezistorul RE.
    In functie de valoarea amplificarii pe bucla de reactie, circuitul din figura 9.24 poate functiona in trei regimuri: regim de amplificator cu amplificare subunitara, regim de amplificator cu amplificare unitara si regim de trigger Schmitt (amplificarea pe bucla de reactie este supraunitara).
    Tiggerul Schmitt poate fi considerat un circuit basculant bistabil cu structura asimetrica.
    Triggerul Schmitt poate fi realizat fie cu componente discrete fie cu circuite integrate.

9.7.2. TRIGGER SCHMITT CU TRANZISTOARE

    Schema tipica a unui trigger Schimtt cu tranzistoare este prezentata in figura 9.25. Circuitul are in componenta doua tranzistoare, considerate identice, cuplate in emitor prin intermediul lui RE.

Fig. 9.25. Trigger Schmitt cu tranzistoare

    Circuitul prezinta particularitatea ca starea sa este determinata de valoarea tensiunii aplicate la intrare, vi, ceea ce inseamna ca bascularea acestuia poate fi comandata in tensiune.
    In starea initiala vi =0, deci T1 este blocat, iar T2 se gaseste in conductie datorita polarizarii prin intermediul divizorului RC1, R1, R2. Caderea de tensiune pe rezistenta RE este:
    vRE = vR2 - vBE2. (9.33)
    In lipsa semnalului de la intrare (vi = 0) relatia (9.33) devine o relatie in curent continuu:

VRE = VR2 - Vg- Vg . (9.34)

    Crescānd valoarea tensiunii de intrare, tranzistorul T1 se mentine blocat pāna ce vBE1 devine egal cu Vg , ceea ce se va intāmpla in momentul cānd tensiunea de intrare atinge valoarea de prag:

VI1 = VRE + Vg. (9.35)

    Cresterea in continuare a tensiunii de intrare determina cresterea curentului ic1 si deci scaderea lui vc1, deci si a tensiunii:

vR2, (9.36)

ceea ce determina scaderea curentului ic2. Caderea de tensiune

vRE » (ic1 +ic2) RE (9.37)

ramāne aproximativ constanta deoarece, odata cu scaderea lui ic2, are loc cresterea lui ic1. Cum vR2 scade, iar vRE ramāne constanta, rezulta ca atunci cānd vR2 - vRE devine mai mica decāt Vg , T2 se blocheaza. Cresterea in continuare a lui vi duce la saturarea lui T1, T2 ramānānd blocat. De la intrarea in conductie a lui T1, deoarece

vi = vRE + vBE1 » vRE + Vg , (9.38)

tensiunea vRE variaza la fel ca si vi.

Se determina acum valoarea de prag VI2 a tensiunii de intrare pentru care circuitul basculeaza la scaderea tensiunii de intrare vi. Presupunem ca suntem in starea premergatoare bascularii, adica T1 conduce, iar T2 este blocat. Tensiunea

.

(9.39)

Dar

iC1 » iE1, (9.40)

vR2 = vRE + vBE2 = vi - vBE1 + vBE2. (9.41)

In momentul bascularii vBE1 = vBE2 = Vg , iar relatia (9.41) devine

vR2 = vi. (9.42)

Din (9.39), (9.40) si (9.42) rezulta:

VI2;

VI2;

VI2.

(9.43)

Din (9.43) se observa ca VI2 < VI1.

Cānd vi devine mai mic ca VI2, tranzistorul T1 se blocheaza, iar T2 trece din nou in conductie.
Cele doua valori limita ale tensiunii de iesire sunt VOL si respectiv VOH corespunzatoare saturatiei, respectiv blocarii lui T2. Se observa ca pentru vi = 0, vo = VOL. Dar, in acelasi timp este valabila relatia (9.34) si curentul IC2 prin rezistorul R2 este:

, (9.44)

iar

VOL = VCC - IC2RC2. (9.45)

Fig. 9.26. Caracteristica de transfer a triggerului Schmitt

Valoarea VOH » VCC.

Caracteristica de transfer a triggerului Schmitt este prezentata in figura 9.26. Caracteristica prezinta histerezis, valoarea acestuia fiind:

VH = VI1 - VI2 = VI1

=

. (9.46)

Din (9.46) se observa ca histerezisul este dependent de tensiunea de alimentare si de rezistentele circuitului. Saltul de tensiune la iesire va fi:

Vm = VOH - VOL. (9.47)

BIBLIOGRAFIE

1.      Bogdan O.I., Circuite electronice. Amplificatoare, reactia, stabilizatoare de tensiune, Editura Academiei Trupelor de Uscat, Sibiu, 1997;

2.      Burlacu St., Jurca L., Tehnologia echipamentelor de comunicatii. Materiale si componente electronice, Editura Academiei Trupelor de Uscat, Sibiu, 1998;

3.      Dascalu D., s.a., Dispozitive electronice, Editura Didactica si Pedagogica, Bucuresti, 1981;

4.      Dascalu D., s.a., Circuite electronice, Editura Didactica si Pedagogica, Bucuresti, 1981;

5.      Danila Th., s.a., Dispozitive si circuite electronice, Editura Didactica si Pedagogica, Bucuresti, 1982;

6.      Mihu I.P., Dispozitive si circuite electronice, Editura Universitatii "Lucian Blaga". Sibiu, 1997;

7.      Mitrofan Gh., Generatoare de impulsuri, Editura Tehnica, Bucuresti, 1980;

8.      Oprea N., Dispozitive si circuite electronice, partea I, Editura Academiei tehnice Militare, Bucuresti, 1992;

9.      Toderean G., s.a., Dispozitive si circuite electronice, vol. I, Cluj-Napoca, 1991;

10.  Zamfir V., bazele radioelectronicii, Editura Facla, Timisoara, 1986.

 


Document Info


Accesari: 6283
Apreciat:

Comenteaza documentul:

Nu esti inregistrat
Trebuie sa fii utilizator inregistrat pentru a putea comenta


Creaza cont nou

A fost util?

Daca documentul a fost util si crezi ca merita
sa adaugi un link catre el la tine in site

Copiaza codul
in pagina web a site-ului tau.

 


Copyright © Contact (SCRIGROUP Int. 2014 )