Documente online.
Zona de administrare documente. Fisierele tale
Am uitat parola x Creaza cont nou
 HomeExploreaza
upload
Upload




CIRCUITE ANALOGICE CU IEsIRE DIGITALĂ

Fizica


CIRCUITE ANALOGICE

CU IEsIRE DIGITALĂ

Caracteristici ale dispozitivelor semiconductoare utilizate īn schemele de comutare



Elementul semiconductor īndeplineste functia de comutator (mai exact de īntrerupator) īn conditiile cānd are rolul de a bloca curentul electric sau de a permite accesul acestuia catre alte circuite.

Pentru a īndeplini aceasta functie se impune ca elementul semiconductor sa fie īn una din starile comutator deschis blocat (caracterizat prin valoarea infinita a rezistentei) sau comutator īnchis (caracterizat printr-o rezistenta de valoare zero). Fiind elemente reale de circuit proprietatile ideale de mai sus vor fi īndeplinite īntr-o masura mai mare sau mai mica. vor fi caracterizate prin:

- ron, roff;

- curentii si tensiunile reziduale īn starea ON/OFF;

- variatia cu temperatura a elementelor de mai sus.

Elementele semiconductoare, pentru a īndeplini functia de comutator, trebuie sa lucreze īn una din starile blocat (comutator "off") sau saturat (comutator "on").

Comutatorul blocat, aflat īn starea "off" este caracterizat prin

valoarea rezistentei interne roff;

valoarea curentului rezidual;

variatia cu temperatura a marimilor de mai sus.

Comutatorul saturat, aflat īn starea "on" este caracterizat prin

valoarea rezistentei interne ton;

valoarea tensiunii reziduale;

variatia cu temperatura a marimilor de mai sus.

Dioda semiconductoare

Īn figura 11.1,b este prezentat simbolul si īn 11.1,a caracteristica statica a diodei semiconductoare.

a) b)

Fig. 11.1.

 


Conform caracteristicii statice daca VAK > VF curentul prin dispozitiv IA este aproximativ proportional cu valoarea tensiunii aplicate, ceea ce īnseamna ca dispozitivul poate fi īnlocuit cu o rezistenta

, ca īn figura 11.2, unde VF este tensiunea reziduala.

Fig. 11.2.

 


Pentru tensiuni negative VAK < 0 curentul rezidual IR are valori mici si rezistenta interna ROFF va avea valori mari, obtināndu-se cealalta ramura, ca īn figura 11.2.

Principalele caracteristici ale diodei semiconductoare pe post de comutator sunt:

In conductie (ON) RON = 10 - 500 VF = 0,2 - 0,7V pentru Si (0,65V);

In blocare (OFF) ROFF= zeci de M IR = 1nA - 1A

Toate elementele depind de temperatura, spre exemplu IR se dubleaza la fiecare crestere a temperaturii cu 10 iar VF scade cu .

Caracteristicile diodelor semiconductoare pentru acelasi tip de dioda au o imprecizie de 20% fata de valoarea de catalog, ceea ce constituie un dezavantaj la īmperechere sau la īnlocuire.

Tranzistorul bipolar

Tranzistorul bipolar functioneaza prin transferul de purtatori minoritari īn zona bazei, purtatori provenind din zona emitorului īn cazul īn care tranzistorul functioneaza īn regiunea activa directa. Jonctiune emitor - baza este polarizata direct iar jonctiunea colector - baza este polarizata invers.

Īn figura 11.3,b sunt prezentate polaritatea tensiunilor pentru functionarea tranzistorului de tipul NPN īn regiunea activa directa.


Pentru a īndeplini functia de comutator tranzistorul bipolar trebuie sa se gaseasca īn una din starile blocat (circulatia curentului este oprita) sau saturat cānd curentul se poate īnchide īntre emitor si colector. Īn figura 11.3,a sunt prezentate caracteristicile de iesire pentru tensiuni mici si īn

11.3, b simbolul tranzistorului de tipul N 222k1017c PN.

Conform caracteristicilor statice de iesire din figura 11.3,a īn regim de saturatie tranzistorul poate fi modelat prin intermediul unei rezistente (caracteristicile sunt liniare) rCS si o sursa de tensiune VCesat = ES (reziduala) de valoare mica. Schema echivalenta corespunzatore tranzistorului saturat este prezentata īn figura 11.4 ramura notata ON.

Fig. 11.4.

 


Tensiunea reziduala poate fi exprimata īn functie de factorul de amplificare static īn curent β īn conexiunea emitor comun si de tensiunea termica

.

Prin intermediul factorului static de amplificare β tensiunea reziduala va depinde de regiunea de functionare a tranzistorului. Deoarece factorul de amplificare static este mai mic pentru functionarea tranzistorului īn regiunea activa inversata se obtin tensiuni reziduale din domeniul pentru functionarea īn regiunea activa inversata si tensiuni reziduale din domeniul pentru functionarea īn regiunea activa directa.

Valoarea caderii de tensiune cānd tranzistorul este saturat depinde si de curentul injectat īn baza

.

Tensiunea reziduala depinde direct de temperatura prin intermediul tensiunii termice.

Daca tranzistorul bipolar este blocat ramāne curentul rezidual

IR = ICE care se dubleaza la fiecare 10oC. Curentul IR depinde si de zona de functionare a tranzistorului pentru ca , iar β este diferit pentru regiunea activa directa si regiunea activa inversata.

Ordinul de marime al curentului rezidual este ~A. Rezistenta tranzistorului blocat roff ~ M. ( īn functie de RAD sau RAI).

Tranzistorul cu efect de cāmp

Tranzistorul cu efect de cāmp prezinta avantajul fata de tranzistorul bipolar ca īsi modifica starea prin modificarea valorii unei tensiuni (tensiunea VGS).

Īn figura 11.5,a este prezentat simbolul si īn 11.5,b schema echivalenta a tranzistorului cu efect de cāmp.


Īn regim de saturatie rezistenta ron = iar īn regim de blocare rezistenta este roff = 100 - 500. Atāt tensiunea reziduala ER cāt si curentul rezidual IR sunt neglijabile.

11.1. Comutatoare analogice

Comutatorul electronic este un circuit care sub actiunea unei comenzi de natura electrica transfera curentul dintr-o ramura de circuit īn alta.

Īntrerupatorul īndeplineste functia de a permite sau de a bloca accesul unei surse (de tensiune sau curent) la bornele unei sarcini.

Se obisnuieste sa se foloseasca termenul generic de comutator si pentru īntrerupator.Comutatorul de tensiune īn starea deschis lasa īn gol sursa, iar comutatorul de curent scurcircuiteaza bornele sursei (de curent).Orice comutator poate sa lase bornele sarcinii īn gol (fig. 11.6,a si 11.6,b) Īn figura 11.6 sunt prezentate doua comutatoare care lasa īn gol sarcina de tipul (a) serie si de tipul (b) paralel - serie.


Orice comutator poate sa puna bornele sarcinii īn scurcircuit .

Īn figura 11.7 sunt prezentate doua comutatoare care pun bornele sarcinii īn scurcircuit de tipul (a) serie - paralel si de tipul (b) paralel .


Dispozitivele electronice cu ajutorul carora se realizeaza comutarea sunt diode semiconductoare, tranzistori bipolari sau tranzistori cu efect de cāmp.

Un exemplu de comutator paralel-serie cu diode este prezentat īn figura 11.8.

Īn conditiile unei surse de comutare Vc >VD1 + RL ICC, dioda D2 va fi blocata (VAK2 0) si curentul ICC se īnchide prin D1 si RL (comutator īnchis).

Daca VC 0 dioda D2 se deschide si scurcircuiteaza atāt sursa de alimentare ICC cāt si sarcina RL. Curentul prin sarcina nu se anuleaza daca sarcina este reactiv inductiva, continuānd sa circule prin D1 pāna la epuizarea energiei īnmagazinate īn cāmpul magnetic al inductivitatii sarcinii(īn figura 11.8 se īnlocuieste RL cu RL īn serie cu o inductivitate ).


D1 I2

D2

ICC RL VL

Vc

Fig. 11.8.

 


Se utilizeaza variantele serie sau paralel ale comutatoarelor numai īn cazul comutatoarelor fara pretentii, avānd avantajul ca nu necesita decāt un element de comutare īn serie sau īn paralel cu sarcina. Spre exemplu, comutatorul serie din figura 11.9 este realizat cu un singur tranzistor TEC cu care canal de tipul N.

Daca tensiunea de comanda Vc este mai negativa decāt tensiunea de prag a tranzistorului acesta se blocheaza si izoleaza sarcina de sursa VCC . Rezistenta īn serie cu sarcina la blocarea tranzistorului are valori foarte mari roff = 100 - 500 .


Comutatorul are dezavantajul unei rezistente īn starea īnchis de valoare relativ mare, ron = , ceea ce determina o cadere de tensiune mare pe comutator. Daca sarcina o rezistenta de valoare mica nu se recomanda a fi utilizat acest tip de comutator pentru ca, īn starea īnchis caderea de tensiune pe comutator va fi mare īn raport cu tensiunea care mai ajunge pe sarcina RL.

Un comutator serie-paralel, realizat cu tranzistori bipolari este prezentat īn figura 11.10.

Fig. 11.10.

 


Tranzistorii T1 si T2 lucreaza alternativ īn starile (T1 - saturat si T2 - blocat )- starea 1 si (T1 - blocat si T2 - saturat) - starea 2.

Tensiunea pe sarcina VL ,cānd comutatorul este īn starea 1, are valoarea maxima

pentru ca tensiunea de saturatie a tranzistorului T1 are o valoare mica (pentru tranzistori bipolari tensiunea reziduala este de ).

Pentru ca T1 sa fie saturat, adica comutatorul sa fie īn starea 1, este necesar ca tensiunea de comanda sa aiba o valoare suficient de mare

.

Īn relatia de mai sus s-a considerat curentul de baza mic si tensiunea de baza necesara saturatiei tranzistorului s-a luat la valoarea maxima (0,7 V).

Tranzistorul T2 este blocat pentru ca pe baza se aplica o tensiune pozitiva

Blocarea curentului prin sarcina se face aplicānd o tensiune de comanda care sa determine blocarea tranzistorului T1 si saturarea tranzistorului T2 cu VC < 0.

Pentru a obtine performante bune ale comutatoarelor serie sau paralel se introduc īn schema comutatorului elementare suplimentare. Spre exemplu rezistenta comutatorului serie realizat cu tranzistor cu efect de cāmp FET poate fi scazuta prin introducerea īntre sarcina si tranzistor a unui amplificator operational AO cu reactie negativa puternica ca īn figura 11.11.

Fig. 11.11.

 


Pentru o tensiune de comanda apropiata de potentialul masei

Vc 0 , tranzistorul T1 este īn conductie si tensiunea pe sarcina are valoarea data de relatia

,

pentru ca rezistenta ron = este rezistenta drena - sursa a tranzistorului cu efect de cāmp īn regim de saturatie.

Pentru tensiuni de comanda Vc negative mai mari īn valoare absoluta ca tensiunea de taiere Vp a tranzistorului , acesta este blocat si tensiunea pe sarcina este VL 0.

Calitatile comutatorului sunt determinate īn principal de dispozitivele electronice din schema electronica.

Pentru aplicatii speciale s-au realizat tranzistori cu efect īn cāmp (la un pret de cost mare), care realizeaza valori mici ale rezistentei īn conductie (spre exemplu CMX-740 de tipul TEC-J cu ron = 2,5 fata de valorile uzuale care sunt de sute de ) si valori foarte mari ale rezistentei īn blocare (roff >1010 ).

Din punct de vedere al schemei electronice, īn cazul utilizarii TEC, comutatoarele prezinta, īn functie de schema utilizata, urmatoarele performante:

- cu tranzistor īn paralel ron =500, K=108

- un tranzistor serie  ron =500, K=108

- un tranzistor serie-paralel  ron =100, K=109

unde K este raportul īntre rezistenta īn blocare si rezistenta īn conductie a comutatorului.

11.2. Multiplexoare si demultiplexoare analogice

Multiplexorul are mai multe intrari la care se cupleaza diferite semnale si o singura iesire. Prin intermediul unei adrese numerice, de selectie, una din intrari este cuplata la iesirea circuitului.

Demultiplexorul are o singura intrare si mai multe iesiri. Se cupleaza intrarea la una din iesiri. Intrarea care se cupleaza la iesire este specificata prin intermediul unei adrese numerice.

Circuitele integrate uzuale īndeplinesc atāt functia de multiplexor cāt si pe cea de demultiplexor pentru ca nu este impus sensul curentului, aceste poate circula de la pinul de intrare catre pinul iesire sau invers.

Semnalele de intrare sunt cu variatie continua īntr-un domeniu impus - pentru un tip de circuit este un domeniu iar pentru alt tip alt domeniu.

Fig. 11.12.

 


Adresa se formeaza dintr-un numar de biti care este o functie de numarul intrarilor īn cazul multiplexorului (de numarul iesirilor īn cazul demultiplexorului), fiind formata dintr-un numar suficient de biti prin intermediul carora sa poata fi selectata oricare intrare . Cu

n - biti de adresa pot fi selectate linii de intrare.

Un bit reprezinta o data binara care poate lua valorile zero sau unu logic. Reprezentarea datelor binare se face prin intermediul nivelelor de tensiune. Īn cazul īn care se utilizeaza tensiuni de alimentare a circuitului de 5 V, circuitul considera ca la intrare s-a aplicat

unu logic daca tensiunea este īn domeniul ,

zero logic daca tensiunea este īn domeniul ,

ca īn figura 11.12.

Fiecarui bit īi este corespunde fizic o linie prin care se aplica tensiunea de intrare.

Datorita īncarcarii circuitelor tensiunea de la iesirile logice ale acestora poate scadea. Daca tensiunea furnizata pe o iesire logica se afla īn domeniul numit domeniu de incertitudine respectiva tensiune va fi interpretata aleator drept unu logic sau drept zero logic, situatie nerecomandata, care conduce la rezultate imprevizibile.

Producatorul circuitelor integrate garanteaza, īn conditii normale de exploatare, valorile

V0Lmax - valoarea maxima a tensiunii pe o iesire cānd iesirea se afla īn starea zero logic - spre exemplu īn cazul circuitelor integrate de tipul C-MOS aceasta valoare este 5% VDD (5% din valoarea tensiunii de alimentare a circuitului integrat);

V0Hmin - valoarea minima a tensiunii pe o iesire cānd iesirea se afla īn starea unu logic - spre exemplu īn cazul circuitelor integrate de tipul C-MOS aceasta valoare este 95% VDD .

Poarta de transmisie este elementul de baza al oricarui multiplexor sau demultiplexor, īndeplinind functia de a transfera semnalul de la intrarea IN a circuitului la iesirea OUT a acestuia, cāt timp este activ semnalul logic de comanda, notat cu A īn figura 11.13.

Fig. 11.13.

 


Poarta de transmisie este un comutator care conecteaza borna IN la borna OUT cāt timp semnalul de comanda A este īn starea unu logic si īntrerupe legatura īn timpul cānd semnalul de comanda A este īn starea zero logic. De notat ca rezistenta īn conductie a comutatorului este mica (nu este zero) si rezistenta īn blocare este mare dar nu infinita (cum ar fi pentru un comutator ideal).

Multiplexorul cu 16 intrari I1,...,I16 ,din figura 11.14, are 4 linii de adresa A1,..., A4 iar iesirea este notata cu OUT. Punctul comun intrarilor si iesirii este notat cu "C". Se remarca sursa de alimentare a circuitului VDD cu punctul de masa VSS .

Adresa este formata din mai multe linii la fiecare linie fiindu-i asociaza o pondere, prin care se introduc valori de tensiune semnificānd semnale numerice.

Se īntelege prin semnal numeric, un semnal care poate fi interpretat de circuit ca 0 - logic sau 1 - logic. Circuitul poate avea o borna de autorizare, notata cu EN īn figura 11.12, care īn prezenta semnalului 0 - logic blocheaza iesirea īn sensul ca nu se cupleaza nici o intrare la iesirea circuitului.

Uneori semnalul este denumit INH (inhibit) fiind activ pentru 1 - logic (pentru aceasta valoare circuitul este blocat).

Fig. 11.14.

 


Multiplexorul / demultiplexorul diferential este un circuit pentru care semnalele de intrare nu au un singur punct COMMON. Fiecare semnal de intrare are la dispozitie 2 pini Vin+, Vin- care se vor cupla la iesirea diferentiata Vout+, Vout- .

Principalele caracteristici electrice ale circuitelor multiplexor / demultiplexor sunt:

VDdmin, VDdmax - tensiune minima si tensiunea maxima de alimentare a circuitului;

IDmax - curentul maxim absorbit de la sursa de alimentare;

Pdmax . puterea maxima ce poate fi disipata de capsula;

Ron - rezistenta īntre un pin de intrare si pinul de iesire cānd intrarea este selectata;

Roff - rezistenta īntre un pin de intrare si pinul de iesire cānd intrarea este nu este selectata;

Cin - capacitatea de intrare, dintre o intrare si punctul comun;

Ipin - curentul absorbit de o intrare cānd nu este selectata - aceasta marime īnlocuieste uneori rezistenta Roff;

Iimax - valoarea maxima a curentului ce poate fi suportat de o intrare selectata;

Tpin, Tpout - timpul de propagare, este de fapt timpul īn care o intrare este comutata la iesire si respectiv este īntrerupta legatura cu iesirea;

TINH, TEN - timpul īn care se blocheaza circuitul dupa ce primeste o comanda de INHIBIT respectiv o comanda de ENABLE;

Fmax - frecventa maxima de comutare a intrarilor;

Vimin, Vimax - domeniul tensiunilor ce pot fi aplicate la intrare;

VLmax - valoarea maxima a tensiunii aplicata pe un pin de adresa ce mai este interpretata īnca drept zero logic ;

VHmin - valoarea minima a tensiunii aplicata pe un pin de adresa ce mai este interpretata īnca drept unu logic .

Circuitul integrat MMC 4051

Circuitul integrat MMC 4051 este un multiplexor /demultiplexor analogic cu 8 canale de intrare si o iesire.

INH

C

B

A

OUT

x

x

x

NC

 


Selectia canalului se face cu 3 linii de adresare notate A,B,C (cel mai semnificativ bit este C). Contine o linie de inhibare INH care nu permite transferul de la intrare la iesire daca se afla īn starea H (este conectata la unu logic).

Īn tabela de mai jos sunt prezentate canalele care se cupleaza la iesirea OUT īn functie de starea adresei si de starea intrarii INH. Cānd pe intrarea INHIBIT este prezent 1-logic toate canalele sunt blocate.

Ultimul rānd semnifica faptul ca indiferent de adresa nici un canal nu este conectat NC la iesire.

Principalii parametri de functionare ai circuitului MMC 4051 sunt:

a) RON - 125 Ω la peste 15 V pentru VDD - VEE = 15 V

b) ROFF = , Im = 100pA = 0.1mA

c) Cint = 30pF

d) Valori maxime: VDD : (0.5 20V), Vi - tensiunea intrare (0.5 VDD+0.5)V,

Ii - curent intrare 0 10mA, Ptot - puterea totala disipata 200mW

e) Tensiunile recomandate VDD : (3 18)V, Vi : (0 VDD)V

f) Pentru nivelele logice L => 1.5V, H =>5V

g) Timpul de propagare  < 30ns

h) Frecventa maxima de raspuns > 30 MHz

i) Timpul de propagare pe OUT a canalelor On/Off - 360 - 720 ns

j) Timpul de propagare pe INH - 360 - 720 ns

Circuitul integrat MMC 4097

Circuitul integrat MMC 4097 - este un multiplexor /demultiplexor analogic cu 8 canale diferentiale de intrare. Fiecare canal de intrare are doua borne de acces notate IN+ si IN- care vor fi cuplate, daca comanda C este activa, respectiv la iesirile OUT+, OUT-.

Schema functionala a circuitului este prezentata īn figura 11.15.

Fig. 11.15.

 


Circuitul integrat MMC 4066

Circuitul integrat MMC 4066 este un multiplexor / demultiplexor pentru 2 canale diferentiale. De notat ca si iesirea este diferentiala, ceea ce īnseamna ca, la o adresare se cupleaza la cei doi pini de iesire semnalul de la intrare si borna de referinta corespunzatoare semnalului de intrare. Contine 4 porti de transmisie pe capsula, adica 4 comutatoare care pot fi comandate separat īn starea ON sau OFF.

Transmiterea semnalelor se face īn oricare din sensurile IN/AUT sau AUT/IN

Caracteristici electrice:

rON W

rOFF =

VDD = (0.5 20)V ;

Ptot = 200 mW;

Ii = 10mA;

Vi = (0 VDD)

11.3. Comparatoare electronice

Comparatoarele electronice sunt circuite electronice care primesc la intrare un semnal analogic si īn functie de valoarea acestuia comuta iesirea īntr-o stare numerica bine precizata.

Starea iesirii poate fi la un nivel V0L mic de tensiune, stare numita "0" logic si notata uneori cu "L" (Low) sau poate fi la un nivel V0H mare de tensiune, stare numita "1" logic si notata uneori cu "H" (High).

Tensiunea de prag VP este acea tensiune de intrare care separa cele 2 nivele ale tensiunii īn iesire.

Spre exemplu, īn figura 11.16, sunt prezentate formele de unda la intrarea unui comparator la care iesirea este definita astfel

Vi - VP < 0 => V0 = VOL ,

Vi - VP > 0 => V0 = VOH. 

Pentru (Vi < VP) iesirea este īn starea L iar pentru (Vi >VP) iesirea este īn starea H.

Uneori comparatorul poate lucra conform logicii inversate fata de situatia din figura 11.16 (Vi > VP VOL , Vi < VP VOH).

Fig. 11.16.

 


Observatie : De fapt circuitele de comparatie integrate au doua iesiri, una notata Q care stabileste VOH pentru Vi > VP si alta notata care stabileste VOH pentru Vi < VP.

Comparatoarele fara reactie au o caracteristica de transfer cu tranzitia iesirii exact la valoarea VP, ca īn figura 11.17.

Fig. 11.17.

 


Comparatoarele cu reactie pozitiva determina o caracteristica de transfer cu histerezis, īn sensul ca tranzitia LH are loc la o tensiune Vpm diferita de tensiunea VpM la care are loc tranzitia H L , ca īn figura 11.18.

Fig. 11.18.

 


Astfel spus starea H se mentine si pentru tensiuni de intrare mai mici decāt tensiunea la care s-a stabilit. Starea H a iesirii s-a stabilit la VpM si se mentine, la scaderea tensiunii de intrare, pāna se creeaza conditii de basculare inversa ( pāna cānd Vi = Vpm) Starea L se mentine, la cresterea tensiunii de intrare , īn tot intervalul Vpm , VpM.

Comparatoarele sunt realizate cu amplificatoare operationale (AO) sau amplificatoare Norton (AN).

Comparatorul fara histerezis obtinut dintr-un amplificator operational la care la una din intrari s-a conectat tensiunea de referinta VREF iar la cealalta intrare s-a conectat tensiunea variabila Vi, este prezentat īn figura 11.19.


Tranzitia iesirii are loc atunci cānd = Vi - VREF 0 , ceea ce īnseamna ca tensiunea de prag este tensiunea de referinta (VP = VREF).

Tranzitia iesirii de la VOL la VOH are loc intr-un timp finit, fiind egala cu viteza de variatie a tensiunii de intrare Vi, dar la viteze mari de variatie a tensiunii de intrare viteza de comutare a iesirii va fi limitata de timpul de comutare a elementelor fizice din constructia AO. Spre exemplu amplificatorul BA741 limiteaza viteza maxima de crestere a tensiunii la 0,5 V/s .

Īn figura 11.20 este prezentata caracteristica de transfer a circuitului din figura 11.19.


Pentru ca tranzitia din starea VOL īn VOH (si invers) sa se faca cu viteza maxima pe care o permite AO, se introduce o reactie pozitiva care sa determine un proces de comutare īn avalansa.

Comparatorul cu reactie realizat cu un AO, este prezentat īn figura 11.21,a iar caracteristica de transfer este prezentata īn figura 11.21,b.

Deoarece tensiunea de iesire ia valorile VOL si VOH => prin intermediul divizorului de tensiune format din R1 si RR la intrarea AO se transmite tensiunea VP care are 2 valori

, .

Fig. 11.21a

 

Fig. 11.21b

 


Spre exemplu daca R1 = RR si tensiunea de alimentare a AO este

V= 15V atunci

VOL=- V=-15 V ; VOH= +V= +15 V; Vpm = -7,5V; VpM =+7,5V.

Ciclul de histerezis poate fi deplasat pe axa tensiunilor de intrare prin conectarea rezistentei R1 la o sursa de referinta VREF. Pentru R1 = RR avem relatiile

Vp = ,

Vpm = ,

VpM = .

Tensiunile de prag sunt simetrice fata de VREF.

Spre exemplu pentru VREF = +V =>Vpm = 0, VpM = +V (dar tensiunea la iesire ramāne VOL=-V, VOH=+V).

Pentru a stabilii precis valorile tensiunilor de iesire VOL,VOH si pentru a avea tensiuni de prag nesimetrice se folosesc doua amplificatoare operationale, ca īn figura 11.22.


Iesirile celor doua AO sunt intrari de comanda pentru bistabilul de tip RS din figura 11.22. Iesirea V0 a bistabilului este īn starea H numai daca ambele intrari sunt īn starea H, altfel spus numai daca ambele conditii ale AO sunt īndeplinite.

Comparatorul cu circuit integrat este realizat asa īncāt sa raspunda urmatoarelor cerinte:

timpi de comutare mici ;

nivele de tensiune de iesire compatibile cu circuitele logice ;

iesirea sa fie "open -colector" , pentru a putea realiza functia sI cablat, adica iesirile a doua circuite sa poata fi conectate fara elemente aditionale;

sa permita inhibarea iesirii circuitului printr-un sistem de inhibare sau sa existe un pin de autorizare a functionarii .

Circuitele electronice uzuale sunt CLB 2711, BM339,BM39, ROB31, ROB760. Sunt caracterizate prin urmatoarele valori ale parametrilor:

timpul de raspuns este cuprins īntre 200-18 ns;

tensiunea de decalaj de 1, ., 2mV , reprezentata de diferenta tensiunilor de intrare Vi - VREF care asigura nivelul de prag;

curentul necesar polarizarii intrarilor Ii = 0,2,...,8 μA.

Circuitul integrat CLB 2711EC are pe capsula 2 comparatoare, fiecare avānd schema din figura 11.23.

Intrarile STR1, STR2 sunt intrari de "strob" sau de autorizare care permit transferul catre iesirea OUT a rezultatului compararii numai daca sunt īn starea H. Īn cazul īn care ambele semnale STR1 = STR2 = H sunt active iesirea OUT are valoarea H daca unul din comparatoarele C1 sau C2 este īn stare H.


Īn figura 11.24 este prezentat simbolul unui comparator ( CLB7211 ).


Pentru a obtine un semnal logic TTL la iesirea circuitului integrat se conecteaza un tranzistor bipolar care sa adapteze nivelele de tensiune, ca īn figura 11.25.


Īn colectorul tranzistorului T este conectat un releu electronic RL, care īsi īnchide contactele daca circula curent prin tranzistor, ceea ce se īndeplineste daca tranzistorul primeste un semnal de comanda pe baza.

C1

C2

Iesirea 10

RL

Vi<VpL

Vpl<Vi<VpH

Vi>Vpl


Fig. 11.26.

 


Tabelul contine starile releului (releu comandat = 1) īn functie de starea intrarilor comparatorului, cu caracteristica īn figura 11.26.

Comparatorul dublu cu reactie pozitiva totala

Īn figura 11.27 este prezentat un comparator cu reactie pozitiva totala realizat cu 1/2 CLB7211EC, a carui caracteristica de transfer este prezentata īn figura 11.28.

La intrarile comparatorului C1 se aplica tensiunea de intrare Vi (la intrarea directa) si tensiunea de referinta VREF (la intrarea inversoare). Comparatorul C1 va avea iesirea īn starea H daca Vi > VREF.

Fig. 11.28.

 


Comparatorul C2 primeste la intrarea neinversoare tensiunea de iesire V0 iar la intrarea neinversoare primeste o tensiune de referinta fixa, de valoare mica si anule 0,5V.

Initial, la alimentarea circuitului, V0 = VOL = 0V < 0,5V rezulta ca iesirea comparatorului C2 este īn starea L si ramāne asa.

Daca Vi > VREF => tensiunea de iesire a C1 va creste corespunzatoare starii H => V0 = VOH ceea ce īnseamna ca la intrarea comparatorului C2 se va aplica o tensiune mare pe intrarea neinversoare Vi2 = VOH > VREF = 0,5V, ceea ce face ca si iesirea comparatorului C2 sa basculeze īn starea H.

Daca Vi se modifica īn raport cu VREF , spre exemplu Vi scade sub valoarea tensiunii de referinta circuitul nu īsi modifica starea iesirii. Nu se modifica nimic pentru ca iesirea este īn starea H si la intrarea comparatorului C2 avem Vi2 = VOH > VREF = 0,5V care comparator "tine" iesirea īn starea H.

Pentru ca circuitul sa iasa din starea memorata se impune ca la intrarea Vi sa se aplice un semnal ( Vi < VREF) care sa creeze conditii de basculare a iesirii īn starea L si apoi sa se conecteze, pentru scurt timp, iesirea la masa cu comutatorul K. Iesirea va fi īn starea L si la intrarea comparatorului C2 vor fi conditii de basculare a iesirii īn starea L.

Detectorul de vārf (sau de valoare extrema)

Circuitul din figura 11.29, realizat cu 1/2 CLB7211EC, īndeplineste functia de detector de vārf al tensiunii Vi aplicata la intrare, īn sensul ca testeaza la diferite momente de timp valoarea tensiunii de la intrare, o compara cu valoarea din intervalul precedent de testare si īn functie de rezultatul comparatiei efectueaza una din urmatoarele:

daca tensiunea curenta este mai mare ca valoarea din intervalul precedent, memoreaza tensiunea curenta;

daca tensiunea curenta este mai mica ca valoarea din intervalul precedent, nu face nimic (lasa neschimbata valoarea memorata).

STR - este un semnal dreptunghiular care activeaza sau inhiba procesul de comparare. Īn timpul cāt STR este īn starea H este permisa functionarea comparatoarelor, ceea ce īnseamna ca īn acel interval de timp se testeaza valoarea tensiunii de intrare.

CM - este condensatorul de memorare a valorii maxime.

D - este o dioda care nu permite decāt īncarcarea condensatorului de memorare si previne descarcarea acestuia īntre doua testari.

INV - este un circuit analogic care primeste la intrare tensiunea Vi si furnizeaza la iesire aceeasi tensiune dar cu semnul schimbat (furnizeaza -Vi ).

Daca Vi > V0 iesirea 10 a comparatorului trece īn starea H si completeaza sarcina de pe condensatorul CM de memorare pāna la valoarea tensiunii aplicate la intrare, deci, deci creste tensiunea V0. pāna la egalitatea V0 = Vi . Cu alte cuvinte memoreaza valoarea maxima.

Fig. 11.29.

 


Blocul INV a fost prevazut īn schema pentru ca detectorul de vārf sa poata functiona atāt pentru tensiuni de intrare pozitive cāt si pentru tensiuni de intrare negative. Daca tensiunile de intrare sunt pozitive functioneaza comparatorul C1 iar pentru tensiuni negative va functiona comparatorul C2. De remarcat ca si īn cazul tensiunilor de intrare negative tensiunea de iesire ramāne tot pozitiva. Contactul K se actioneaza numai la īnceputul unui ciclu de testare a valorii de vārf, pentru ca procesul sa īnceapa cu condensatorul CM la tensiune zero (descarcat).

Particularitati ale comparatorului BM339

Circuitul BM 339 contine 4 comparatoare cu colectorul īn gol (tranzistorul de iesire este de tipul NPN cu emitorul la masa si colectorul conectat la borna de iesire a comparatorului ) ceea ce īnseamna ca se impune a conecta iesirea printr-o rezistenta RL la sursa de alimentare VCC , ca īn figura 11.30.

Īn cadrul figurii 11.30 au fost indicate īn ordine fiecare din pinii de intrare si pinii de iesire ale fiecarui comparator (spre exemplu unul din comparatoare are bornele de intrare 9 si 8 iar iesirea este la pinul 14).


Daca circuitul este alimentat cu o sursa duala ca īn figura 11.30, intrarile circuitului pot fi de orice polaritate. Iesirea comparatorului se gaseste īn una din starile VOL = -V, VOH = +V.

Daca circuitul este alimentat cu o sursa cu punct de masa, ca īn figura 11.32, tensiunile de intrare se impune sa fie pozitive iar iesirea se gaseste īn una din starile VOL=0V, VOH=+V.


Īn figura 11.32 este prezentat un comparator prevazut cu un circuit auxiliar, format din tranzistorul T , care functioneaza corect daca tensiunea VSTR este suficient de mica pentru a mentine tranzistorul blocat. Pentru tensiuni VSTR > 0,7V tranzistorul este saturat si iesirea este īn starea V0L indiferent de starea intrarilor. Semnalul VSTR īndeplineste functia de semnal de autorizare.

Bascularea comparatorului realizat cu BM339 are loc cānd

Ii+ > Ii- .

Tensiunea de referinta VREF poate fi  obtinuta din tensiunea sursei de alimentare +V ().

Daca unul din comparatoarele circuitului integrat nu este folosit īn aplicatie, se vor conecta la masa atāt intrarile cāt si iesirea acestuia.

Interfata cu BM339 īntre circuite analogice si circuite TTL

Īn figura 11.33 este prezentat un circuit pentru formarea nivelelor logice TTL dintr-un semnal analogic Vi.

Circuitul "sI" este utilizat pentru formarea fronturilor semnalului si adaptarea nivelelor de tensiune, pragul corespunzator valorii unu logic este stabilit de tensiunea de referinta.

Daca semnalul numeric se impune sa fie TTL rezistenta de sarcina se adopta RL = 10k, iar pentru circuite MOS se īnlocuieste sursa de alimentare (spre exemplu +15V) si RL = 100k .


Interfata cu BM339 īntre circuite TTL si circuite MOS

Īn figura 11.34 este prezentat un circuit de interfata īntre semnalele furnizate de circuite TTL si circuite de tipul MOS.

Daca Vi < VREF tensiunea de iesire a comparatorului este la valoarea sursei de alimentare negative, ceea ce īnseamna ca tensiunea de intrare a circuitului MOS va fi ViL= -12V, corespunzānd unei intrari īn zero logic.


Daca Vi > VREF tensiunea de iesire a comparatorului este la valoarea sursei de alimentare pozitive, ceea ce īnseamna ca tensiunea de intrare a circuitului MOS va fi ViL= +5V, corespunzānd unei intrari īn unu logic.

Ţinānd seama de cele de mai sus rezulta ca tensiunea VREF trebuie sa se afle la limita superioara a nivelului de zero logic furnizat de circuitele TTL VREF = 1,5V.

Se remarca faptul ca īn cazul acestei scheme, ca si īn cazul schemei din figura 11.33 semnalele TTL aflate īn interiorul zonei de incertitudine (1,5V,.,2,5V) sunt interpretate de circuitele MOS drept unu logic - pentru ca tensiunea de referinta se afla la limita superioara a nivelului de zero logic TTL.

Modalitati de crestere a curentului furnizat de BM339

Īn conditiile īn care iesirea unuia din comparatoarele circuitului integrat BM339 nu este capabila sa furnizeze curentul pe care īl cer circuitele conectate la iesirea acestuia (ori sunt prea multe porti logice, ori este un dispozitiv de putere) se conecteaza la iesirea respectiva un amplificator de curent. Cea mai simpla modalitate consta īn conectarea unui tranzistor la iesirea CI, ca īn figura 11.35.

Functionarea circuitului are loc astfel

pentru Vi >VR =+V T este saturat => V0=0V;

pentru Vi <VR =0V T este blocat => V0=+V.

Cānd tranzistorul este blocat curentul absorbit de circuitele externe este limitat de rezistorul RC, iar iesirea integratului nu este solicitata decāt de curentul invers al tranzistorului.

Fig. 11.35.

 


Formator de impulsuri dreptunghiulare cu BM339

Datorita diferitelor prelucrari un semnal analogic, cu toate ca initial era de forma dreptunghiulara, va fi distorsionat si nu va fi de o forma adecvata prelucrarii numerice.

Din acest motiv se folosesc circuite de formare a semnalului.


Aceste circuite trebuie sa refaca fronturile semnalului si sa permita decelarea corecta a semnalelor logice.

Circuitul din figura 11.36 formeaza semnale logice pentru a fi utilizate īn circuite numerice MOS, dintr-un semnal analogic. Semnalul analogic Vi este considerat unu logic daca Vi este pozitiv si este considerat zero logic daca Vi este negativ.

Deoarece tensiunea de referinta a comparatorului este VREF = 0V avem

Vi<0 => VOL= -V , adica iesirea este īn zero logic;

Vi>0 => VOM=+V , adica iesirea este īn unu logic.

Comparator cu fereastra cu BM339


Schema din figura 11.37 este un comparator cu fereastra pentru ca releul RL este actionat numai daca semnalul de intrare Vi se afla īntre limitele minima Vpm si maxima VpM.

Pentru

Vpm < Vi => iesirea comparatorului C2 este īn starea H

Vi < VpM => iesirea comparatorului C1 este īn starea H

ceea ce īnseamna ca tranzistorul T va fi saturat si releul RL este actionat

Daca Vi este īn afara domeniului unul din comparatoare va avea iesirea īn starea L, adica baza tranzistorului va fi la GND (la potential zero), tranzistorul va fi blocat si releul RL nu va fi actionat.

Poarta de numarare cu BM339

Īn figura 11.38 este prezentata schema de principiu a unei porti de numarare, de fapt este prezentata o portiune dintr-un convertor analog-numeric.

Comparatorul C are iesirea īn starea H cāt timp tensiunea Vi este mai mare decāt VREF, circuitul sI transferānd catre numarator impulsurile furnizate de oscilatorul OSC.

Iesirea este basculata īn starea L si numararea este inhibata cānd tensiunea VREF devine mai mare ca Vi.

Pentru a obtine un convertor analog-numeric tensiunea VREF trebuie sa fie liniar crescatoare īn timp.

Fig. 11.38.

 


Realizarea practica, cu CLB2711, a schemei de principiu a portii este prezentata īn figura 11.39 (pentru explicatii vezi si figura 11.27).

Fig. 11.39.

 


Circuit basculant monostabil cu BM339

Īn figura 11.40 este prezentat modul de realizare a unui circuit monostabil cu BM339.

Fig. 11.40.

 


Īn intervalul de timp cāt Vi < VREF iesirea comparatorului C1 este īn starea L, ceea ce īnseamna V0 = 0V.

Cānd tensiunea creste si Vi >VREF comparatorul C1 basculeaza īn starea H si iesirea va fi la nivelul sursei de alimentare. Condensatorul se īncarca de la V0, prin rezistorul R catre valoarea sursei de alimentare, ca īn figura 11.41.

Cāt circula curent de īncarcare prin rezistorul R tensiunea

v > 0,5V ; comparatorul C2 mentine tensiunea de la iesire la valoarea sursei de alimentare. Condensatorul creste VC la valoarea iesirii VC = +V iar cānd curentul prin R se anuleaza, v=0 si comparatorul C2 īsi schimba starea din H īn L. Tensiunea de la iesire revine īn starea L.

Timpul cāt se īncarca condensatorul stabileste regimul tranzitoriu al circuitului .

Fig. 11.41.

 


11.3. Temporizatoare electronice

Temporizatoarele sunt circuite electronice care primesc o comanda la un moment de timp si efectueaza o actiune la un interval de timp bine precizat de la primirea comenzii.

Īn aceeasi categorie pot fi incluse si programatoarele care efectueaza o serie de actiuni la intervale de timp bine precizate de la momentul primirii unei comenzi de activare.

Temporizatoarele si programatoarele astfel definite spunem ca functioneaza īn regim de monostabil.

Un alt regim de functionare este regimul astabil situatie īn care circuitul functioneaza ciclic fara vreo comanda externa imediat dupa conectarea sursei de alimentare cu energie.

Temporizatoare cu circuitul integrat βE555

Circuitul integrat βE555, a carui schema bloc este aratata īn figura 11.42, se alimenteaza cu tensiuni Ucc de maximum 18 V si poate sa furnizeze la iesirea Q0, notata cu (3) īn figura 11.42, un curent I0 de maximum 200 mA.

Poate fi utilizat atāt īn regim de circuit basculant monostabil cāt si īn regim de astabil, īn functie de componentele conectate la borne.

Fig.11.42.

 


Circuitul are īn componenta doua comparatoare notate cu C1 si C2, care au la una din intrari un potential constant (stabilit de divizorul rezistiv) iar la cealalta intrare, PJ/PS, au conectate surse de semnal.

Īn conditiile īn care la borna CONTR, nu se conecteaza un rezistor, potentialele stabilite de divizorul rezistiv determina pragurile

Up1=(R/3R) Ucc = 1/3 Ucc

si

Up2=(R+R/3R)Vcc = 2/3Vcc.

Astfel ca pentru Ucc =5V avem Up1= 1,67V, Up2= =3,33 V.

Bistabilul RS (CBB pe figura 11.1) īnscrie S la iesire (Q=S) daca intrarile sunt diferite (R≠S) si lasa iesirea Q nemodificata daca starea intrarilor este īn zero logic (R=S=0)

Comparatorul C1/C2 determina un potential ridicat ("1 logic") la iesire daca tensiunea conectata la borna notata (+) este mai mare decāt tensiunea conectata la borna notata (-) : V+ > V-.

Ţinānd seama ca Up1=U1+ si Up2=UI- īn conditiile īn care potentialele intrarilor PJ si PS se modifica īntre valorile 0V si Ucc , s-au prezentat īn figura 11.2 atāt starile iesirilor celor doua comparatoare cāt si starea iesirii bistabilului (CBB din fig. 11.42).

Deoarece īn schema este prevazut amplificatorul A īn regim de inversor, iesirea circuitului este .

Diagrama din figura 11.43 poate fii explicitata, īn sensul ca starea iesirii Q0 a circuitului integrat se modifica daca unul din semnalele de la intrarile PJ, PS iese din domeniul de limitare impus; deci daca

Ups > Up2Q0=0, sau daca Upj <Up1Q0=1.

Tranzistorul TD (v. fig. 11.1), numit de descarcare, este saturat atunci cānd Q0 este īn zero logic, ceea ce face ca iesirea DESC sa fie la potentialul GND ( de fapt la U = 70 mV) sau altfel spus Q0=0 → DESC = GND.

Schemele de utilizare a circuitului integrat contin totdeauna un condensator care se īncarca potrivit utilizarii circuitului, iar TD este utilizat la descarcarea rapida a acestui condensator.

Tranzistorul TB, de blocare, se satureaza daca ADZ este conectata la GND, ceea ce face ca iesirea Q0 sa nu se mai modifice ( ramāne īn "1 logic"), indiferent de starea intrarilor PJ, PS. Daca comanda de blocare nu este folosita, borna ADZ se conecteaza la sursa Ucc.

Intrarea CONTR este folosita uneori pentru a modifica pragurile Up1, Up2, de obicei fiind lasata īn aer. Daca īntre CONTR si GND se conecteaza un rezistor de valoare R1[] avem :

De exemplu, pentru R1= 5 kΩ → Up2 = 0,4Ucc, Up1 = 0,2Ucc.

Regimul de monostabil al circuitului integrat E555 se obtine prin conectarea unui condensator C la borna PS si comanda bascularii prin intermediul bornei PJ, ca īn figura 11.44a.

Starea stabila a circuitului se obtine pentru tensiune de comanda uI > Up1.

La conectarea sursei de alimentare, condensatorul C este descarcat →Ups= 0 si daca uI > Up1, iesirea Q0 se stabileste īn 0 logic Q0 = L. Īn aceste conditii=1→ TD are potential mare pe baza, ceea ce implica TD saturat si rezistenta mica rCE a TD scurcircuiteaza condensatorul C, ceea ce face ca iesirea circuitului integrat sa ramāna īn zero logic.

Starea stabila a circuitului se obtine pentru tensiune de comanda uI > Up1. La conectarea sursei de alimentare, condensatorul C este descarcat →Ups= 0 si daca uI > Up1, iesirea Q0 se stabileste īn 0 logic Q0 = L.

Īn aceste conditii=1→ TD are potential mare pe baza, ceea ce implica TD saturat si rezistenta mica rCE a TD scurcircuiteaza condensatorul C, ceea ce face ca iesirea circuitului integrat sa ramāna īn zero logic.

Bascularea circuitului are loc pe frontul descrescator al tensiunii uI cānd aceasta scade sub pragul Up1 (S=1 cu R=0 face ca Q sa creasca →Q=1). Schimbarea starii iesirii determina conectarea bazei TD la GND (=0) si condensatorul C nu va mai fi scurcircuitat.

Īncepe procesul de īncarcare a condensatorului de la sursa de alimentare Ucc prin rezistorul R, tensiunea la bornele acestuia modificāndu-se conform ecuatiei

,

īn care τ = RC este constanta de timp de īncarcare.

Procesul de īncarcare īnceteaza atunci cānd ups ≥ 2/3Ucc, la

t = T1, deoarece comparatorul C2 īsi basculeaza iesirea īn R=1.

Se determina astfel expresia timpului

T1= τ ln 3 = 1,1 RC.

Schimbarea starii iesirii comparatorului C2 determina si schimbarea starii iesirii circuitului integrat Q0 = 0, deoarece CBB primeste la intrare R=1, S=0 → Q0 = 0. Totodata tranzistorul TD va avea baza conectata la =1 , acesta se va satura si condensatorul C se descarca de sarcina acumulata prin spatiul colector - emitor īntr-un timp scurt - de ordinul a T2 = (2 . 10) μs.

Considerānd timpul T1 de acelasi ordin de marime cu T2, frecventa maxima a tensiunii uI este

Regimul de astabil (generator de tensiune cu forma de unda dreptunghiulara) al E555 se obtine prin conectarea īn scurtcircuit a intrarilor PJ si PS ca īn figura 11.45.

La conectarea sursei cu t.e.m. Ucc, condensatorul C este descarcat, Upj < <1/3Ucc S=1, Ups < 2/3Ucc R=0 Q0 =1, =0 → TD blocat Īn aceste conditii condensatorul se īncarca prin suma rezistentelor RA si RB cu constanta de timp τ1 = (RA + RB )C.

Cānd uc > 1/3Ucc atunci upj > 1/3Ucc S=0, dar cum R=0 rezulta ca starea iesirii nu se modifica (ramāne Q0 =1).

Iesirea Q0 basculeaza atunci cānd tensiunea uc ≥ 2/3Ucc

ups ≥ 2/3UccR=1 cu S=0 ceea ce determina Q0=0. Deoarece devine 1 logic, baza TD se va conecta la potential ridicat, TD se satureaza si conecteaza punctul DESC la masa, deci conecteaza RB la GND.

Condensatorul se va descarca de sarcina acumulata prin rezistenta RB cu o constanta de timp

= RBC.

Rebascularea iesirii are loc cānd uc scade sub valoarea de prag a PJ, adica uc = upj ≤1/3Ucc rezulta ca S=1 cu R=0 Q0 =1.

Intervalele de tip T1 si T2 se determina din conditiile mai sus enuntate astfel :

uc = 2/3 Ucc=Ucc -( Ucc -1/3 Ucc )

T1 = (RA + RB )C ln2 =0,693 (RA + RB ) ;

uc = 1/3 Ucc=0 -( 0 -2/3 Ucc )

T2 = RBCln2 = 0,693RBC .

Perioada tensiunii generate este atunci

T= T +T2 = 0,693C(RA + 2RB ),

la un factor de umplere

Generator de tensiune liniar variabila cu bE

Un generator de tensiune liniar variabila se obtine cu circuitul bE555 daca condensatorul se īncarca la curent constant, spre exemplu, prin intermediul tranzistorului T, ca īn figura 11.46.

Circuitul din figura 11.46. functioneaza ca circuitul astabil cu deosebirea ca īn intervalul īncarcarii condensatorul va avea un curent de īncarcare constant, dictat de polarizarea tranzistorului T.


Potentialul bazei tranzistorului poate fi exprimat īn doua moduri, care determina egalitatea

din care se determina curentul de īncarcare


Durata de īncarcare a condensatorului se stabileste considerānd relatia de definitie a capacitatii


de unde rezulta timpul


Descarcarea condensatorului are loc pe rezistenta RB, asa īncāt T2 are aceeasi expresie ca la circuitul astabil cu bE


Document Info


Accesari: 9947
Apreciat: hand-up

Comenteaza documentul:

Nu esti inregistrat
Trebuie sa fii utilizator inregistrat pentru a putea comenta


Creaza cont nou

A fost util?

Daca documentul a fost util si crezi ca merita
sa adaugi un link catre el la tine in site


in pagina web a site-ului tau.




eCoduri.com - coduri postale, contabile, CAEN sau bancare

Politica de confidentialitate | Termenii si conditii de utilizare




Copyright © Contact (SCRIGROUP Int. 2024 )